移相全桥大功率软开关电源的设计

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1、移相全桥大功率软开关电源的设计1 引言　　在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。　　本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。　　2 主电路的拓扑结构　　鉴于如此

2、大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路如图1所示，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。　　隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1 主电路原理图3 零电压软开关　

3、　高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。　　开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2 IGBT驱动电压和集射极电压波形图　　4 容性功率母排　　在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普

4、通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3　使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形　　为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃

5、，电容C5的温升为10℃。 图4　使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形5 采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流　　为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。　　对于大电流输出来说，一般要把输出整流二

6、极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方式有许多种，图5所示，图a为直接并联方式；图b为串入电阻并联方式；图c为串入动态均流互感器并联方式。（均以四只二极管的并联为例）。 图5　二极管的并联方式　　对于直接并联方式，二极管的均流效果很差，输出电流一般限制在几十安培到几百安培左右，不易于做到上千安培。在电流为上千安培输出的情况下，为了达到均流的目的，可以采用串入电阻方式并联或采用串入动态均流互感器并联。由于邻近效应及趋肤效应的影响，对于串入电阻的并联方式，二极管的均流效果随输出电

7、流的大小而改变，均流效果较差。为达到较好均流效果，串入的电阻不宜太小，这又带来较大的损耗。对于串入动态均流互感器的并联方式，可以达到较好的均流效果，但大电流互感器的制作工艺复杂，成本高，同时由于动态均流互感器的漏感及引线电感的存在，使得二极管在关断时的反向尖峰电压增高，电磁干扰及损耗随之增加。　　为了克服以上并联方式的不足之处，使输出整流二极管实现既能自动均流，降低损耗，又可以降低制作工艺的复杂性，我们设计了一种新颖的高频功率变压器，如图1所示。这种变压器是由8个相同的小变压器构成，变比均为4∶1,它们的初级串联，而次级则采用并联结构

8、。该变压器采用初级自冷和次级水冷相结合的冷却方式，这样考虑主要在于它们的热损耗不同，而且可以大大简化变压器的制作工序。　　下面以两个变压器组为例（图6所示）,说明二极管之间的均流。 图6　多个变压器的连接示意图　　uin